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IGBT串联多级箝位均压电路拓扑及工作原理

作者:海飞乐技术 时间:2019-09-29 11:20

  本文在多级箝位均压方式的基础上,提出了一种同时作用于负载侧与门极侧的IGBT串联均压电路,在给出均压电路拓扑的同时分析了其工作原理与设计方法。另外,为了降低外围均压电路与IGBT自身的损耗,采用静态均压电路与状态反馈电路相结合的方式,依据IGBT承压状态实时调节各IGBT门极信号发出时刻,在提升均压效果的同时最大限度减小电路损耗。最后,通过实验验证了该均压电路的可行性与有效性。
 
1.多级箝位均压方式
  多级箝位均压方式最早由Bijlenga等人提出。其核心思想是根据串联IGBT中先关断IGBT的承压状态将关断过程划分为不同阶段,针对IGBT所处阶段的不同设置不同的阈值电压。当IGBT两端电压超过相应阈值时,箝位电路作用并限制电压的上升速率达到保护与均压目的。

两只串联IGBT关断电压波形 
图1 两只串联IGBT关断电压波形
 
  图1给出了两只串联IGBT关断过程电压波形及各阶段划分示意图。依据先关断IGBT端电压与箝位电路阈值电压的关系将关断过程划分为电压斜率抑制阶段、电压峰值箝位阶段、拖尾电流平衡阶段及静态均压阶段,其中前三个阶段共同构成动态均压阶段。
  图1中VCE1为先关断IGBT集射极间电压波形。当VCE1达到电压斜率抑制电路阈值电压VD时,电压上升斜率降低,斜率的降低减轻了电压峰值箝位电路的压力与IGBT间的动态电压差异。当VCE1达到电压峰值箝位电路的阈值电压VP时,VCE1被箝位于略大于VP的电压值,承压不变的同时损耗急剧增大。当两IGBT端电压VCE1与VCE2的和达到母线电压VDC时,两IGBT同时进入拖尾电流平衡阶段并在拖尾电流平衡电路作用下以最大值为阈值电压VT的状态进入静态平衡阶段。
  多级箝位均压方式通过分阶段抑制IGBT电压上升使均压过程较为平滑,对IGBT参数一致性要求不高,易于应用到多IGBT串联。但是,电压分配不均所产生的能量仍未消除,为了降低整个系统损耗,需要其它技术的配合。
 
2. 多级箝位均压电路拓扑及工作原理
  在多级箝位均压方式的基础上,本文提出了一种同时作用于门极侧与负载侧的串联IGBT均压电路。电路的工作原理遵循多级箝位均压过程,为简化电路,阈值电压VD与VT取值相同,同时,通过对均压电路的改进引入门信号调节方式,从控制级削弱分压不均产生的能量,减小电路损耗。下面对均压电路拓扑及其工作原理进行说明。
 
2.1 多级箝位均压电路拓扑
  本文提出的多级箝位均压电路如图2所示,其包括动态均压电路与静态均压电路两部分。其中,动态均压电路依据前文分为电压峰值箝位电路、电压斜率抑制电路及拖尾电流平衡电路。
多级箝位均压电路拓扑 
图2 多级箝位均压电路拓扑
 
  电压峰值箝位电路由门极侧瞬态抑制(TVS)二极管ZP、肖特基二极管DP及限流电阻RP组成。电压斜率抑制电路由负载侧快恢复二极管DT、TVS二极管ZT、阻容吸收电路RT、CT及门极侧阻容网络RD、CD组成。其中,负载侧元件在构成电压斜率抑制电路的同时在IGBT拖尾电流阶段实现拖尾电流平衡电路的作用。
  静态均压电路由阻容分压网络RH、RL及CH构成。同时,引入高精度稳压二极管ZL与高速光耦UL组成电压状态检测电路实时反馈IGBT承压状态,为门信号调节提供依据。
 
2.2 动态均压电路工作原理
  为说明均压电路工作原理,建立如图3(a)所示基于两只IGBT串联的直流降压斩波电路,其中VDC为直流电压源,D为续流二极管,R与L组成阻感负载,Q1与Q2代表两只IGBT。当主控单元给出关断信号时电路相关波形如图3(b)所示。由于Q1与Q2自身特性及关断信号不同步等原因,设先关断的IGBT为上管Q1。依据Q1电压状态的不同可以将其关断过程划分为五个阶段,下面对不同阶段Q1的状态波形及动态均压电路的工作原理予以说明。
  1)预关断阶段(t0~t1):t0时刻,主控单元给出关断指令,门极电压VGE在驱动电源VEE的作用下从正电压VCC下降到米勒平台电压Vmiller,由于RD的选取以不影响开关瞬态下CD的放电速度为原则[13],忽略RD的影响,负驱动电源VEE通过RG对IGBT输入电容及补偿电容CD放电,Vmiller与该阶段持续时间tpre可分别由式(1)与式(2)表示
计算公式1、2 
  其中,Vth表示IGBT门极阈电压,gfs为跨导,IC表示集电极电流。此阶段IGBT仍在饱和区,IC不变且等于负载电流IL。Cies为IGBT输入电容且有
Cies=CGCsat+CGE      (3)
  式(3)中CGCsat为IGBT工作于饱和区时门极与集电极间等效电容值。根据式(1)~(3)可以看出,除驱动信号不同步的影响外,此阶段Q1与Q2主要表现为输入电容Cies差异引起的预关断延迟时间的不同,而二者电压仍维持在饱和压降,动态均压电路此时仅影响总体预关断时间,无均压作用。
带有多级箝位均压电路的IGBT串联工作电路及其关断过程波形 
图3 带有多级箝位均压电路的IGBT串联工作电路及其关断过程波形
 
  2)电压斜率抑制阶段A(t1~t2):为简化分析,设此阶段Q1与Q2同时退出饱和区,集射极间电压VCE1与VCE2开始上升,此阶段VCE1与VCE2上升斜率dVCE/dt均可由式(4)给出
计算公式4 
  由于IGBT极间等效电容大小不是恒定值,而是与其承压有关,所以CGC的大小由式(5)表示
计算公式5 
  式中K为等效电容系数。从式(4)与式(5)可以看出随着VCE的升高,等效电容CGC急剧降低,而电容的降低又加快了电压上升斜率。因此,即使Q1与Q2的CGC间存在很微小的差异,其瞬态电压差值也会很大。
  为验证串联IGBT的CGC间差异对电压上升斜率的影响,图4给出了基于LTspice的两只IGBT串联工作于600V直流电压、20A负载电流且CGC差值从10pF增大到100pF时,两只IGBT间动态电压差ΔVCE的仿真结果。
串联IGBT间CGC差异对ΔVCE的影响 
图4 串联IGBT间CGC差异对ΔVCE的影响
  从图4(a)可以看出,未并入电容CD时,100pF的CGC容值差异使ΔVCE最大值接近450V。而根据式(4),并入电容CD将削弱IGBT间CGC不一致造成的动态电压差异。图4(b)所示为CD取值47pF时ΔVCE随CGC差值增加的变化,可以看出,并入CD后ΔVCE的最大值下降了约30%。然而,电压上升斜率的降低也意味着IGBT工作于有源区的时间增加,损耗增大。所以单独增大CD的值不能很好的解决串联IGBT间动态不均压问题,为保证IGBT具有良好的动态特性,仍需其它部分均压电路的配合。RD串入的目的在于抑制集电极电流通过CD注入门极时引起的高频振荡,以免IGBT瞬态过压。
  为进一步说明其它部分电路工作原理,假设此阶段Q2由于自身特性电压上升斜率较慢,在进入下一阶段前,VCE1与VCE2之和小于直流母线电压VDC,二者持续上升。
 
  3)电压斜率抑制阶段B(t2~t3):t2时刻,VCE1达到TVS二极管ZT阈值电压VT,由于CT高频下阻抗远小于ZT动态阻抗与限流电阻RT,流过Q1的电流开始下降并转移到CT支路,忽略远小于CT的IGBT输出电容影响,Q1两端电压上升速率可由式(6)近似表示
计算公式6 
 
  4)电压峰值箝位阶段(t3~t4):设t3时刻由于VCE2上升速率较慢仍有:VCE1+VCE2<VDC。则VCE1持续上升并达到TVS二极管ZP阈值电压VP,ZP导通,集电极电流通过二极管DP少量注入Q1门极,门极电压VGE被抬升至Vth以上,IC重新流经Q1使其工作于有源区。考虑到ZP的动态阻抗,VCE1被箝位在高于VP的值VPC(ZP最大箝位电压)直至VCE2上升到满足条件VCE1+VCE2=VDC。
 
  5)拖尾电流平衡阶段(t4~t5):t4时刻,Q1与Q2电流快速下降并进入拖尾阶段,负载电流经由主回路二极管D续流不再流经IGBT及其均压电路。此时门极侧均压电路已不起作用。对于Q1,由于DT的阻断,CT通过ZT及RT放电。因此Q1进入稳态所需时间为
计算公式7 
  式(7)中tT表示Q1从t4时刻起进入静态稳压阶段所需时间,rT表示ZT动态阻抗。
  从上述分析可以看出,动态均压电路针对串联IGBT间由于自身特性不同(尤其是CGC的不同)引起的动态分压不均有很好的抑制作用。同时,由于电容CT存储能量的变化仅限于电压不均衡所产生的能量,整个动态均压电路损耗较传统缓冲电路小,且分阶段的阈值变化使箝位过程平滑,可靠性高。
 
2.3 静态均压与状态反馈电路工作原理
2.3.1 静态均压电路工作原理
  串联IGBT静态电压分配在不考虑拖尾电流平衡阶段影响时主要取决于IGBT间关断漏电阻的差异,通过在IGBT集射极间并联远小于其漏电阻阻值的均压电阻可以有效改善静态分压的不平衡。
  动态与静态均压电路虽然能够降低关断过程中的电压不均衡程度,但分压不均产生的能量仍被转移到了外围电路或IGBT自身,电路仍存在较大损耗。从前文的分析可知,控制级优化成为从源头消除分压不均产生的能量的主要方式。为了实时反馈IGBT电压状态,提供闭环控制依据,同时避免电路过于复杂,本文采用图2中静态均压及状态反馈部分所示电路。其工作原理为当RL两端电压高于ZL阈值电压时,ZL导通使UL二次侧产生输出信号并反馈给主控单元,主控单元根据反馈信号计算补偿时间完成下一个开关周期均压操作。CH的作用在于降低电阻及分压网络寄生电感在IGBT开关暂态时导致的滞后性,同时也与RH、RL、ZL的寄生电容及UL输入电容组成电容补偿网络精确反映IGBT集射极电压状态。
 
2.3.2 门信号调节方式
  本文采用逐级调节方式实现IGBT间门信号补偿,控制方法如图5所示。
  逐级调节方式是依据驱动电路最大传输延时与所选IGBT最大关断延时将调节时间设为m个等级T1~Tm,且有Tm>>Tm-1>>…>>T1。主控单元由第k个周期反馈信号tf1(k)、tf2(k)计算出IGBT间关断延时Δtf(k)并与最大时间等级Tm比较,当Δtf(k)>Tm时,将Tm赋值给Δtd,主控器在第k+1个开关周期将先关断的IGBT关断信号延迟Δtd,若Δtf(k)<Tm,则将Δtf(k)与下一个较小的时间等级Tm-1比较,依次类推,直至IGBT间关断延时小于最小时间等级T1,均压调节完成。
  实际应用中,各时间等级T1~Tm需要依据应用环境设定。对于高压大功率IGBT,其关断时间较长,为了调节过程的快速性,应增加时间等级跨度。相应地,对于低压小功率快速型IGBT,应减小时间等级跨度以确保调节过程的稳定性。当串联单元多于2只时,各关断信号以最迟关断IGBT反馈信号为基准逐级滞后调节。
门信号调节方式框图 
图5 门信号调节方式框图


 



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